采用LDO来实现PC主板要求的低电压大电流电源具有很大的难度，而采用PWM电路需要采用较多的元件，PCB占位面积较大。本文通过分析当前主板设计要求和PWM电路的特点，提出了采用运算放大器实现低电压大电流的设计思路和方法。

      INTEL芯片组和CPU要求电源的电压越来越低，而电流却越来越大，主板设计工程师不仅要很好地解决芯片之间互连产生的信号完整性和EMI等高速信号设计问题，还必须解决电源问题。电源是主板的动力源，在实际的产品调试过程中所出现的很多问题都直接与电源相关。

      在我们的新项目中使用了INTEL新的芯片组和CPU，和以往不同的是，前端系统总线(FSB)将使用独立的终端(termination)电源，需要系统提供最大为6A的1.2V电源。其核心逻辑(corelogic)和HUBLINK也将最大消耗7A×1.5V的功耗。在以往的做法中会直接使用LDO来实现低电压小电流的转换，然而，在这么大的电流情况下很难找到合适的LDO来实现电源转换。

      PWM电路分析

      对于低电压大电流的情况一般会用PWM的方式来实现电源转换，因此最开始的设计采用PWM来实现1.2V和1.5V电源的转换，均采用单相。采用合适的PWM控制器可以直接控制两路电源的输出，电路如图1所示，这种拓扑结构在主板上应用广泛，从CPU的电源供电到DDR的电源和终端供电都是通过该方式实现的。这是一种很成熟的电源转换方式，可以很可靠地实现低电压大电流的转换。

      在这种转换结构中，MOSFET工作在饱和和截止两个区，上端MOSFET的功耗主要由导通功耗和开关功耗两部分构成，下端MOSFET可以实现零压差的转换，功耗主要由导通功耗决定，即MOSFET上的功耗主要由Rds(on)和Qg决定，由于现在的MOSFET工艺水平的进步，可以做到Rds(on)和Qg都比较小，因此MOSFET功耗产生的热量可以比较好地解决，必要时可以并联两个MOSFET来减小其散热。为了让输出电压纹波比较小，通常会在这里用到比较大的电感和大容值电容。这种电路结构的特点是简单成熟，元件的选择范围宽，功率器件散热问题可以比较好地解决。这种方式的缺点是使用的元件比较多，每一相至少需要两个MOSFET和一个电感，元件占用面积很大。在上述的电路中预估元件所占用的面积约为16平方厘米。

      目前主板上的元件密度已经越来越高，从而可以使价值密度也提高。本项目规格为两颗CPU的标准ATX主板,INTEL最新CPU的设计指导建议每颗CPU的电源将单独由4相供给，2颗CPU共8相。四条DDRII内存，6条PCI/PCI-X/PCIEXPRESS插槽，主板上部CPU附近的元件摆放具有一定难度，当把主要部件摆放好了后，发现已经没有足够的空间摆放转换1.5V和1.2V所需要的四颗MOSFET、两个大电感和一个PWM控制器，还必须要在电源输出端摆放几颗大容值的电解电容。

      运算放大器实现电源转换

      在这种情况下决定采用运算放大器的功率放大来实现电源的转换，其电路如图2所示。电路中采用了运算放大器LM358，其内部封装了两颗完全独立的运算放大器，可以工作在单端电源供电或者双电源供电，工作带宽为1MHz，并带温度补偿。MOSFET采用FDS6690A，为TO-252封装，MOSFET将工作在饱和区和线性区。

      该项目中使用了DDRII技术，其工作电压为1.8V，有别于DDRI的2.5V，并且不再需要提供额外的DDR终端电源。当整个系统插满4条DDRII模块全速工作时将最大需要30A@1.8V的电流。加大1.8V的电源供给使其达到40A的供给能力，可以直接将1.8V提供给1.2V和1.5V转换的电源。从1.8V转换到1.2V和1.5V的低压差特点使得线性低电压大电流转换成为可能。

      如果采用该转换方式，仅仅用一颗LM358、两颗MOSFET以及一些大容值输出电容就可实现两个独立电源转换，元件的数量减少一半，可以很好地解决摆放空间不够的问题，其整体的PCB占用面积只有8平方厘米，只相当于采用PWM方式所占用面积的一半。

      电路仿真

      首先将通过PSPICE建立模型来仿真电路，避免一些不必要的设计错误。在这里仿真6A/1.2V的输出工作情况。如前所述，在该电路中转换电流源1.8V会和DDRII消耗的电源共用。设计中1.8V通过两相PWM输出，其切换频率为200kHz，建立的电源模型：1.8+0.2sin(t×2π×1000k)(DDRII电源规范的范围为1.7~1.8v)。选择MOSFETFDS6690A,可以从互联网得到其PSPICE模型，芯片组和CPU不提供PSPICE模型，根据电流变化参数，建立简单负载模型，其阻抗在最大阻抗和最小阻抗中高速变化以模拟最坏的缓冲器切换情况。系统要求最大的电流为6A，此时近似的最小负载阻值为1.2/6=0.2Ω。考虑到参考电压通过系统3.3V分压得到，建立参考电压的模型：1.2+0.12sin(t×2π×5000k)。对于输出端的电容补偿，使用共计1000uF容值电容，其等效串联电感ESL为10nH,等效串联电阻ESR为30mΩ。建立图3中的仿真模型(图中负载模型没有给出)。

      通过仿真，可以得出输入输出电压以及MOSFET上功耗的波形和负载上电流波形。

      从以上的仿真结果可以看出输出电压变化范围为1.15V~1.25V，MOSFET上功耗变化范围为0.4W~4.75W。平均功耗已经超过了2W，该MOSFET最小热阻为45℃/W。如此大功耗产生的热将不能够有效散发，热的积累将可能把MOSFET烧毁。通过分析，决定在MOSFET漏端串接大功率小阻值电阻，让一部分功耗消耗在电阻上，见图4。

      同样做相应的电压输出、MOSFET和电阻上的功耗仿真。仿真的结果是输出的电压纹波将增大，造成增大的原因为漏端电阻的加入相当于增加了电源的内阻。尽管如此，输出电压值仍然在1.15V~1.25V内变化。此时可以看到MOSFET上的功耗已经显著减小，平均功耗小于1.5W，此时电阻上的功耗也为1.5W左右。MOSFET的工作温度将小于90℃，这样就很好地解决了PCB占用面积和MOSFET发热问题。

      通过对上面这种方式的仿真分析，可以得出该方式的优点为元件少、电路更加简单、输出稳定，但是该电路工作在线性工作区，功率器件上的发热量会比较大，而且其发热是连续的而非PWM方式的间歇发热，因此解决散热问题成了该方式的最主要问题。简单的PSPICE模型为新设计提供了一个很好的参考，通过仿真可以在设计阶段解决一些可能存在的问题，从而缩短新产品调试和上市时间。