采用电压反馈放大器(VFA)来设计一个优质的电流到电压(跨导放大器)转换器是一项重大的挑战。理论上，一个光电二极管当曝露在光线中时可产生一个电流或电压输出，而跨导放大器(TIA)便是将这个很弱的电流转换成一个可用的电压信号，通常跨导放大器均需经过补偿才能正常工作。本文将会探讨一个用345MHz的轨到轨输出，电压反馈放大器(例如是美国国家半导体的LMH6611)来实现的简单TIA设计，并提供TIA设计所必需的信息，讨论TIA的补偿和性能结果，以及分析TIA输出端的噪声。

      图1所示为一个用电压反馈放大器构建的带有光电二极管等效电容和运放输入电容的TIA模型。

      由于LMH6611工作在较大增益(RF)时，其输入偏置电流便较低，故可容许电路工作在低光强度的条件下。运算放大器反向端上的总电容(Cr)包括光二极管的电容(CPD)和输入电容(CIN)，Cr在电路稳定性方面扮演着很重要的角色，而稳定性则取决于这个电路的噪声增益(NG)，其定义为：

      图2所示为噪声增益与运算放大器开环增益(AOL)交点的波特图。当增益较大时，CT和RF在传递函数中产生了一个零点。在较高的频率下，在环路附近会出现过大的相移，使得跨导放大器绝对不稳定。

      为了保持稳定性，需要加入一个反馈电容(CF)与RF并联以便在噪声增益函数中的fP处构建一个极点。通过选用合适容值的CF，便可使噪声增益的斜坡变平从而获取最佳的性能，这样使得频率fP点的噪声增益等于运算放大器的开环增益。这个在AOL和噪声增益交点以上的噪声增益斜率“平坦化”会得到一个45度的相位余量(PM)。这是因为在交点处，fP点的噪声增益极点会贡献一个45度的相位超前，因此给出了一个45度的相位余量(假设fP和fZ之间最少有10MHz的距离)。

      公式3和4理论上可计算出CF的最优值和期望的-3dB带宽：

      公式4指出TIA的-3dB带宽与反馈电阻成反比。因此，假如带宽很重要的话，那最好的方法是在一个适度的跨导增益级后跟随一个宽带电压增益级。

      表1示出在不同光电二极管下的LMH6611的测量结果，这些光电二极管在1kΩ的跨导增益(RF)下有不同的电容值(CPD)。至于CF和f-3dB则是分别通过公式3和4计算出来。

      图3示出对应于表1中不同光电二极管的频率响应。当全部所需的增益都放置到TIA级时，信噪比便得以改善，原因是由RF产生的噪声频谱密度会随着RF的平方根而增加，而且信号也会线性增加。

      毫无疑问，在设计时必须考虑所有的噪声来源。当分析TIA输出的噪声时，必须注意运算放大器噪声电压、反馈电阻器热噪声、输入噪声电流和光电二极管噪声电流都不是全部工作在同一个频率范围。运算放大器的噪声电压将会在噪声增益的零

      点和极点之间的区域被放大，而RF和CT的数值越高，则噪声增益的峰值便越早出现，从而对整体输出噪声的贡献亦越大。

      通过计算TIA输出处所有有贡献的噪声电压之方均根值，便可得出等效的总噪声电压值。

      总括来说，总电容(CT)对于TIA的稳定性起了很重要的作用，CT愈小那稳定性便愈高，而把CT尽量降低有两个方法，一是选择合适的运算放大器，二是施加一个反向偏压给光二极管，但这会引致有过量的电流和噪声出现。本文证实从实验中不同光二极管和补偿方法得出来的测量结果与理论非常吻合。