1.1.2.2 t1-t2
在 t1 处，Lr 电流达到了 IIN，且 Lr 和 Cr 开始产生谐振。该谐振周期在其电压等于零以前对 Cr 放电。漏极电压的 dv/dt 由 Cr（Cr 为外部 CDS 和 COSS 的组合）控制。Cr 放电的同时流经 Lr 的电流不断增加。漏极电压达到零所需要的时间为谐振时间的 1/4。在该周期结束时，主开关的主体二极管开启.
1.1.2.3 t2-t3
在该时间间隔开始时，开关漏极电压已达到 0V，并且主体二极管被开启。流经该主体二极管的电流将由 ZVT 电感驱动。该电感上的电压为零，因此电流处于续流状态。此时，主开关被开启，以实现零电压开关。
1.1.2.4 t3-t4
在 t3 处，UC3855 感应到 QMAIN 的漏极电压降至零，并在关闭 ZVT 开关的同时开启主开关。ZVT 开关关闭以后，Lr 中的能量被线性地从 D2 释放至负载。
1.1.2.5 t4-t5
在 t4 处，D2 中的电流趋于零。当这种情况发生时，该电路就像一个传统升压转换器一样运行。但是，在一个实际电路中，Lr 同驱动 D1 阴极（由于 Lr 的另一端被钳位控制至零）正极节点的 ZVT 开关 COSS 一起谐振。在 ZVT 电路设计部分将对这种影响进行讨论。
1.1.2.6 t5-t6
该级也非常像一个传统升压转换器。主开关关闭。QMAIN 漏－源节点电容充电至 VO，并且主二极管开始向负载提供电流。由于节点电容起初将漏极电压保持在零状态，因此关闭损耗被极大地降低了。 由上述内容可知，这种转换器的运行仅在开启开关转换期间不同于传统升压转换器。主功率级组件并未出现比正常情况更多的电压或电流应力，而且开关和二极管均历经了软开关转换。通过极大地减少开关损耗，可以在不降低效率的情况下增加工作频率。二极管也可以在更低的损耗条件下工作，从而在更低温度、更高可靠性的条件下运行。该软开关转换还降低了主要由升压二极管硬关闭引起的 EMI。
1.1.3 控制电路要求
为了保持主开关的零电压开关，ZVT 开关在 Cr 电压谐振至零以前必须为开启状态。通过使用一个相当于低线压和最大负载条件下 tZVT 的固定延迟，可以实现这一目标。
但是，这样一来在轻负载或更高线压的条件下延迟的时间会比必要延迟时间更长，从而会增加 ZVT 电路传导损耗以及峰值电流应力。通过感应 QMAIN 漏极电压何时降至为零，UC3855 实现了一个可变 tZVT。一旦该电压降至 ZVS 引脚阈值电压 (2.5V) 以下时，ZVT 栅极驱动信号便被终止，并且主开关栅极驱动升高。图 3 显示了该控制波形。在振荡器开始放电时开关周期开始，ZVT 栅极驱动在放电周期开始时升高。在 ZVS 引脚感应到零电压状态或者放电期间结束（振荡器放电时间为最大 ZVT 脉宽）以前，ZVT 信号均处于高位。这样就使 ZVT 开关仅在需要的时候开启。
图 3 ZVT 控制波形
2 控制电路运行及设计
图 4 显示了 UC3855A/B 的结构图（引脚数与 DIL?20 封装相当）。其显示了一款集成了基本 PFC 电路的控制器，包括平均电流模式控制以及促进 ZVT 工作的驱动电路。该器件还具有简化电流传感的电流波形合成器电路，以及过压和过电流保护。在下列各章节中，该控制器件被分解成若干个功能模块，并对其进行了单独的讨论。
图 4 UC3855 控制器结构图
2.1 与 UC3854A/B 的比较
UC3855A/B 的 PFC 部分与 UC3854A/B 完全一样。他们共有的几个设计参数在下面被突出显示了出来，以说明其相似性。
UC3855A/B 中集成的新特性包括：
ZVT 控制电路
过压保护
电流合成器
2.2 振荡器
振荡器包括一个内部电流源和散热片，因此仅需要一个外部时序电容器 (CT) 来设置频率。将额定充电电流设置为 500μA，放电电流为 8mA。放电时间大约为总时间的 6%，其定义了最大 ZVT 时间。CT 的计算可通过下式得出：
2.3 ZVT 控制电路
正如 ZVT 技术部分所述，UC3855A/B 提供了控制逻辑，以确保 ZVT 在所有线压及负载状态下运行，并且无需使用一个固定延迟。ZVS 引脚对 MOSFET 漏极电压进行感应，并为一个 ZVT 驱动比较器输入。另一个比较器输入被内部偏置至 2.5V。当 ZVS 输入为 2.5V 以上（并出现 PWM 时钟信号）时，ZVT 驱动信号可升高。下拉 ZVS 引脚可终止 ZVT 驱动信号，并开启主开关输出（最大 ZVT 输出信号等于振荡器放电时间）。图 5 显示了用于感应节点电压的网络。R12 将引脚上拉至 7.5V 的最大值，同时C6提供滤波功能。
图 5 ZVS 传感电路
RC 时间常数应该足够快，以在最大占空比时达到 2.5V。该漏极电压受限于将主MOSFET dv/dt变慢的节点电容，其降低了 ZVS 电路上的高速要求。最大 ZVS 引脚电压应被限制在 VREF，否则 ZVS 电路就会变为闭锁状态，无法正确工作。
ZVS 运行的另一种方法是，通过一个简单的分压器来感应漏极电压。但是，该电压仍然必须被滤波（和钳位控制），以便不会将噪声注入 ZVS 引脚。
如欲了解时序波形，请参考前面的图 3。
3 栅极驱动
主驱动可提供 1.5 APK，ZVT 驱动为 0.75APK。由于 ZVT 运行，主开关驱动阻抗要求被减少。在开启时，漏极电压为0V，因此密勒电容效应不再是一个问题；在关闭时，dv/dt 受限于谐振电容器。由于 ZVT MOSFET 通常为至少两个小于主开关的裸片尺寸，因此一个较低的峰值电流容量就可以满足其驱动要求。
3.1 乘法器/分压器电路
UC3855A/B 的乘法器部分与 UC3854A/B 完全一样。其集成了输入电压前馈功能（通过 VRMS 输入），以消除对输入电压环路增益的依赖性。正确地设置该器件，需要定义的参数只有三个（VVRMS、IIAC 和 RIMO）。
3.1.1 VRMS
该乘法器对线电流进行编程，从而影响线路的功耗。考滤到系统功耗限制，对 VRMS 引脚进行编程。参考该结构图（图 4），乘法器输出方程式为：
功耗限制函数由电压环路误差放大器 VEA (6 V) 的最大输出电压来设置。通过观察给定 VEA 值情况下的变化可以轻松地阐明功耗限制函数。如果该 AC 线压降低 2倍，那么前馈电压效应 (V2VRMS) 则降低至四分之一。这样就将乘法器输出电流（以及随之而来的线电流）提高了 2 倍。因此，线路的功耗保持恒定。反之，如果负载增加且线路保持恒定，则 VEA 增加，从而导致更高的线电流。于是，由此可见，VEA 为一个同输入功耗成正比例关系的电压。
在正常情况下，设置乘法器是用来限制低线路条件下的最大功耗，其同最大误差放大器输出电压相当。对该乘法方程式求解，以得到同最大误差放大器电压和最大乘法器电流（2 倍 IIAC 以内）相当的前馈电压。
求出低压线路 VRMS 电压以后就可以定义线路至 VRMS 引脚的分压器。为了减少出现在乘法器输入端的二阶谐波数量（其反过来又会在输入电流中引起三阶谐波）[9]，相对而言，该前馈电压必须没有纹波。该滤波会在 VRMS 引脚上产生一个 dc 电压。由于是按照其 RMS 值对输入电压进行定义，因此必须考虑到该 RMS 因数 (0.9) dc [9]。例如，如果该低线压为 85 V，那么要求的衰减则为：
在 270V高线压状态下，其相当于 VVRMS = 4.76 V。VRMS 输入的共模范围为 0V 至 5.5V。因此，计算出来的范围在可接受的极限以内。
推荐使用一个二极滤波器来提供足够的衰减，而不降低前馈瞬态响应。单极滤波器要求有一个极低频率的极以使 VRMS 对线压变化很快地做出响应。
一旦 VRMS 的失真被确定，则可以计算出滤波器极。如果前馈电路对总失真的作用为 1.5% 以内，那么就可以计算出滤波器的要求衰减。需要注意的是，在一个完整的波形整流正弦波中，二阶谐波大约为 dc 值的 66.7%。在该输入电流波形中[9]，二阶谐波的百分比转换为相同百分比三阶谐波失真。因此，要求滤波器衰减为：
单个级应具有一个
或 0.15 的衰减。对于一个单级滤波器而言，则为：
参见图 6，同各组件相对应的取值为：R9A = R9B = 390 kΩ、R10 = 120 kΩ、R11 = 18 kΩ，并且 C4 = 0.082 μF、C5 = 0.47 μF。
图 6 VRMS 电路
3.1.2 IIAC
在高线压条件下，选择 IIAC 的值为 500μA。这样的取值颇具随意性，但是其应该在 1 mA 以下，这样可以保持在该乘法器的线性区域以内。相应地，线路至 IAC 引脚的总电阻大约为 766 kΩ。
3.1.3 RIMO
通过确定乘法器输出电压（为了保持在过电流跳变点以下）在低线压和最大负载电流条件下为 1V 则可以计算出乘法器输出电阻。这样也就相当于变流器的最大感应电压。该条件下的乘法器电流等于 1V/RIMO，并且可以由乘法器方程式换算而得，其结果为：
在低线压条件下，IIAC 等于 156μA（如果低线压等于 85V，IIAC 被设定为 270V 时的 500μA），VEA 为其 6V 的最大值，VVRMS 为 1.5V。因此 RIMO 等于 3.2 kΩ。
3.2 电流合成器
由于构建在 UC3855A/B 中的电流合成功能使电流传感被简化了。当开关为开启且可以使用一个变流器对其进行感应时，开关电流同电感电流相同。当开关处于开启状态时，电流合成器使用一个同开关电流成正比例关系的电流对一个电容器 (CI) 充电。当该开关处于关闭状态时，电感电流波形将被控制器重新构建。为了精确地测量出电感电流，所需做的工作就只是重新构建电感电流的下斜坡斜率，其可由下式得出：
使用一个与 VOUT VAC 成正比例关系的电流对 CI 放电，这样就可以重新构建电感电流波形。该电容器下斜坡斜率为：
通过从一个与 VOUT 成正比例关系的电流中减去 IIAC/4，UC3855A/B 就得出了 IDIS。RVS 引脚电压被调节至 3V，因此，RVS 电阻器的选择就设定了与 VOUT 成正比例的电流。
RRvs 电流同 IIAC/4 的比应该等于 VOUT 与 VAC 的比。因此，如果 IIAC/4 为 125 μA，那么流经 RRVS 的电流应该被设定为 130 μA。
使电感电流斜坡与电容器电压斜坡相等，并确定 VAC 等于零时出现最大斜坡，则可以对 CI 求解，其结果如下：
其中，N 为变流器 (CT) 匝比，(NS/NP) 和 RS 为电流检测电阻器。
电流合成器具有大约 20mV 的偏移。该偏移可以引起线电流零交叉情况下的失真。为了消除这种偏移，可以在 VREF 和 IMO 引脚之间连接一个电阻器。该电阻器值是基于 RIMO 和合成器输出端偏移量计算出来。对于一个 20mV 偏移且 RIMO = 3.3 kΩ 而言，一个从 VREF 至 1.2MΩ ?IMO 的电阻器可以消除这种偏移。
3.3 电流传感
3.3.1 变流器
正如我们在前面部分所见，使用 UC3855A/B 合成电感电流十分简单。只需要直接感应开关电流，并使用一个电流传感变压器便可极为有效地完成这一工作。在该功率级的阻性感应会带来过多的功耗。
在实施变流器时需要谨记几个问题。在数百千赫兹频率下，需要解决磁芯复位问题。功率因数校正电路中固有的高占空比增加了难度。除此以外，ZVT 电路使感应/复位功能更为复杂。当 ZVT 电路开启时，其电流从线路中流出。为了最小化线电流失真，应该对该电流进行测量。在变流器后面放置谐振电感，可以确保 ZVT 电路电流能够被测量。类似地，当主开关关闭时，电流继续流入谐振电容器。然而，对这一电流进行测量是非常重要的，如果该电容器被连接至 MOSFET 的漏极，且位于变流器下方，那么这一电流便耗掉了线路零相交上的最小复位时间，其占空比将接近 100%。图 7A 显示了这种结构。如果该变流器没有足够时间来进行复位，那么即使避免了完全饱和，但其也会开始饱和并降低精度，从而引起零交叉失真。图 7B 中显示了一个更好的结构。在这个电路中，当ZVT 电路启动期间放电时，测量出电容器电流。由于这种情况发生在开关周期的开始阶段，因此变流器不会损失其任何复位时间。在变流器上方连接 Cr 不会对 MOSFET dv/dt 控制产生负面影响。由于该器件一直控制着平均电流，因此，不管电容器电流是否在开关周期开始时或开关周期结束时被测量出来都没有关系。
图 7 还显示，过滤功能被添加至该变流器次级，以减少噪声过滤。该滤波器的带宽应足够低，以在不影响开关电流波形的情况下减少开关噪声。
图 7 变流器感应
除了位置和复位问题以外，还必须考虑到实际变流器结构。使用专门针对 20kHz 频率下而设计制造的变流器，在 100 kHz 及更高开关频率下并不会有较好的性能表现。低频率设计一般均具有太多的漏极电感，以至于不能被用于高频率运行，并且会引起错误感应和/或噪声问题。
3.3.2 阻性感应
UC3855A/B 仍然可以有阻性感应。由于对电流误差放大器的两个输入端对用户而言均可使用，因此阻性感应实施起来比较容易。图 8 显示了一个典型结构。该电流误差放大器的共模范围为 ?0.3V 到 5.0V。如果最大信号电平保持在 1V，那么 RIMO 值同上面的计算值保持一致。这也允许阻性感应信号被馈送到 RSENSE 和 RI 结点的 ION 中，并被用于峰值限流。推荐使用一个消除栅极驱动电流影响的滤波器。我们建议，仍然连接 RVS 电阻器，并连接一个 CS 至接地的电阻器，以消除这些高阻抗节点中注入噪声的可能性。
图 8 阻性感应
