2控制回路的设计

      传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，而近年来，电流型PWM技术得到了飞速发展，本设计采用电流型控制器UC1843来实现控制回路。UC1843工作频率可达500 kHz，并它具有大电流推拉式输出，低启动工作电流等特点。电路中在开关管通断瞬间，必须供给栅极较大电流，并对栅源极间电容进行快速充放电，以使开关管高速工作。UC1843的输出级为图腾柱式，输出电流为1 A。它不必增加任何外围电路，就可将其直接接到开关管的栅极，并驱动VMOS管高速工作。UC1843具有精度高、电压稳定、外围电路简单优点。相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也有明显的改善。

      3双路输出设计

      本设计中的双路输出部分电路如图2所示。

      由于该电路要求对称输出，故将正负两路输出滤波电感L1、L2绕制在同一磁芯上，并采用双线并绕的方法来保证L1、L2电感量完全相同。线路在接人方法上采用了差模相位关系，这种连接方法可使2路输出电流的变化量相互感应，从而在一定程度上改善2路输出的调整率。

      其次，也可将采样比较器R1、R2直接跨接到正负电源的输出端上。本设计的逻辑"地"不是电源的输出地．而是以负电压输出端作为采样比较和基准电压的逻辑"地"电位。这样，采样误差将同时反映出正、负2路输出的电压精度变化，并对正、负2路同样存在有反馈作用，以在很大程度上改进2路输出的调整率。

      4变压器设计

      开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计。二是磁路部分的设计。开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，必须进行合理设计才能达到理想效果。一般情况下，开关电源变压器的选用原则如下：

      (1)要有较高的饱和磁通密度BS和较低的剩余磁通密度Br，以减少变压器的匝数和铜损。

      (2)在高频率下应有较低的功率损耗；因为变压器高频工作时会发热而造成磁心损耗，从而影响电源输出效率，造成波形畸变等不良后果。

      (3)适中的磁导率；不同的相对磁导率适合于不同的工作频率，比如相对磁导率为2000的材料，其适用频率在300 kHz～500 kHz。

      (4)较高的居里温度；居里温度是使磁性材料失去磁特性时的温度。居里温度值过低，高温工作时会使磁心的饱和磁通密度严重跌落，从而影响正常工作。

      为此，本电路根据工作频率、输出功率、模块体积等要求，选用磁心规格为PC40-P11／7Z-52H的TDK磁性材料。其参数见表1所列。

      实际绕制变压器时，先根据计算所得的变压器匝数比，以绕满罐为原则来绕制变压器，再在电路中根据输出效率要求和工作电压范围，来观察开关管漏极上的电压波形，并对变压器匝数进行适当调整。事实上，当电源初次级匝数比增大时，电源效率会提高，但电源正常工作最小输入电压也会升高，电路的工作范围变窄；而当电源初次级匝数比减小时，电源正常工作最小输入电压降低，电路的工作范围变宽，但效率会降低。图3给出了不同匝数比时漏极上的电压波形：

      其中图3(a)是变压器初次级匝数比为8：7：7，初次级电感量比为110：95，：95的波形，此时的电路输出效率为75％，最小输入电压为14 V；

      图3(b)是变压器匝数比为10：7：7，初次级电感量比为180μ：95μ：95μ时的电压波形，此时的电路输出效率为78％，最小输入电压为16 V

      图3(c)是变压器匝数比为13：7：7，初次级电感量比为246μ：95μ：95μ时的电压波形，此时的电路输出效率为81％，最小输入电压为20 V

      由此可见，匝数比增高，效率逐渐提高，但低端电压逐渐上升，工作范围变窄。本设计最后确定的初次级匝数比11：7：7。电感量为200：95：95，效率为80％。

      5磁复位设计

      本电路中变压器的工作方式为单端正激式，变压器磁心工作在磁滞回线的第一象限，如图4所示，为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，设计时应在开关功率管截止期间将高频变压器复位，并使增长的磁通和减小的磁通平衡，以防止变压器磁芯饱利。

      本电路在次级整流管两端并联了一个如图5所示的RC网络，以实现磁复位。该电路相比二极管加去磁绕组复位电路，其结构比较简单。这样，当开关关断时，磁感应电流便可通过变压器的次级绕组流出，并通过电容C使磁感应电流减至零。R，C取值时，C的电容量要足够小，以便在最短的关断时间内将磁感应电流衰减到零。而电阻R的电阻值则不能过小，电阻值过小会与内部寄生电感形成自激振荡。磁复位时，要求在输入电压为最小值或最大值时，磁复位电路都能对高频变压器进行准确地复位。

      6输出纹波电压的降低

      为达到降低输出纹波电压的目的，设计时，首先要减小功率开关管的电压尖峰。因为当VMOS管由导通变成截止时，在变压器的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压，其中尖峰电压是由高频变压器漏感(即漏磁产生的自感)引起的，它与直流高压和感应电压叠加后很容易损坏VMOS管，故在设计时，要优化功率变压器的设计，减小变压器初级漏感；第二，电路布线时要尽量减少VMOS各端点的连接线长度，特别是栅极引线，如果无法使引线缩短，可以靠近栅极处串联一个小电阻，或者在漏级与地之间接上电容以减小振荡，减低尖峰电压；第三，应采用合适的RC吸收网络，以减小功率开关管的电压尖峰；此外，整流二极管在关断时的反向恢复时间也会导致尖峰电流，从而造成纹波，因此，设计时要优选反向恢复时间短的肖特基二极管来减小尖峰；最后，LC滤波电路要合理确定电感器的电感，应选用高可靠、温度性能好的高频独石电容为滤波电容，以减小纹波电压。

      7结束语