把补偿元件和电源控制器及降压稳压器的电源开关集成在一起,就能减少元件和焊点数量,由此把印制电路板面积缩至最小,提高可靠性,并消除组装错误。但是,集成也限制了设计者的输出滤波元件选择范围。

      图1a呈现了一种典型的开关稳压器,它基于Texas Instruments 公司的 TPS5430。图1b中的方框区显示了这种IC内部的小信号等效电路的简化版,它包含误差放大器E1、无源补偿元件、压控式电压源E2（它代表调制器和电源开关）。IC外部的支持元件包括输出滤波元件及其寄生电阻、一个代表外部负载的电阻器、一个由R1和R2组成的分压器（设置输出电压）。这种补偿电路设计适应特定范围的输出滤波电感和电容及其关联的寄生效应。

　　  图2显示了误差放大块和调制器增益块（图2a）和整个稳压系统（图2b）的波德(Bode) 图。这种IC的设计者预想到终端用户将为输出滤波电路规定使用铝电解电容器,因此包含了一条3类(Type3)补偿电路来针对铝电解电容的特点而优化IC的性能。请注意：3类补偿电路在电路的极零图起点包含了一个极,以便在直流电下提供高增益,并包含了一个类似积分器的高频滚降,它被若干对极零增强,以便在特定频率下提供相位和增益裕度。

　　  稳压器的LC输出调制器/滤波器的振幅响应曲线在由滤波器的电感和输出电容器设置的谐振频率处达到高峰,然后以-40dB/decade的速度下降,直到在输出电容器及其ESR（等效串联电阻）设置的频率到达零。超过该频率后,输出电感的ESR和电容器的ESR决定了衰减曲线的斜率,导致-20dB/decade速度。

　　  为了实现良好稳压,误差放大器在低频下提供很高的直流电增益。但是,为了确保稳定性,回路增益必须随频率增加而下降。目标是在所有频率下接近-20dB/decade滚降。在输出滤波器的谐振频率设置两个零,可帮助取消代表谐振的两个极。向误差放大器响应添加一个极,就能消除由输出电容器及其ESR引起的零。在电源的交叉频率之上添加一个最终的极,可帮助进一步提高稳压器回路的稳定性。图2b表明了误差放大器增益与调制器/滤波器增益之和。该电源的特性显示了30kHz带宽和60° 相位裕度（它确保了稳定工作）。

　　  电源控制回路响应（图3）描绘了在设计包含陶瓷介质输出滤波电容器和图1中的集成式补偿元件时的电路原理。陶瓷电容器的ESR比铝电解电容器的ESR低得多,并且它们的电容值决定了滤波器的衰减而不是它们的 ESR。因此,在高频时,LC滤波器的特点包括双极和更陡峭的-40dB/decade斜率。另外,滤波器衰减在要求的交叉频率下得到增加,从而使相位和增益裕度恶化。图3b显示了电源不稳定情况,并且在没有相位裕度的情况下可能会振荡。

　　  用图4中的无源网络代替图1中的分压器网络R1和R2,就能稳定稳压回路,并使内部补偿控制器能使用陶瓷输出电容器。网络的元件向补偿网络添加了两组极和零,来消除使用陶瓷输出电容器的后果。例如,C2和R3提供了可降低交叉频率的衰减。可选择C2在比交叉频率低得多的频率下提供衰减。遗憾的是,C2添加了一个负相位移动,R3在设计的交叉频率下把它返回到接近零的位置。添加 C1 会引入相位超前,它补偿了陶瓷电容器的负效应。如果没有 C1,则滤波器的 180°相移会把稳压器的相位裕度降低到接近零。

　　  相位角度在 C1 和 R1 决定的某个频率开始增加,并且它们在该频率下,在相位平面图中引入零（图 5）。在 C1 和 R3 决定的某个频率上,相位平面图中的某个极终止了相位角度的增加。极和零频率的几何平均数决定了最大的相位角度增加量。

　　  作为起点,可在某个低频（如 100Hz）设置第一个极,它是由 C2 以及并联的 R1 和 R2 决定的。然后,调节 C2 和 R3 的值来把第一个零的频率设在 1 kHz,它远小于增益曲线的 0dB 交叉频率。最后,把 C1 和 R1 引入的零设在某个至少比零增益交叉频率小一半的频率上,以便在交叉频率上确保45°相位裕度。图5中的波德图具有30kHz稳压回路带宽,它提供了良好的瞬态响应以及超过45°的相位裕度,从而确保了良好的稳定性。