1 引 言

      目前，电动汽车的驱动有直流电机、交流感应电机、永磁无刷电机和开关磁阻电机。交流电机以其体积小，结构简单，坚固耐用，运行可靠，制造成本低和易于维护等优点，以及交流变频调速技术所具有的优异调速性能、高效率、高功率因数和节能等特点，而得到了广泛的应用。变频调速系统通常采用正弦脉宽调制(SPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)，以控制功率开关器件的通断。SPWM着眼于使逆变器的输出电压尽量接近正弦波，其缺点是电压利用率低。从电机的角度出发，SVPWM技术着眼于如何使电机获得幅值恒定的圆形磁场。SVPWM根据逆变器的不同开关模式产生的实际磁通去逼近基准磁通圆。不但能达到较高的控制性能，而且具有转矩脉动小，噪声低，电压利用率高等优点，因此在调速系统中得到了广泛的应用。该系统采用TMS320LF2407作为控制芯片而产生SVPWM波，以控制逆变器开关管的导通和关断。此外，采用容易实现，且性能较优的速度闭环转差频率控制法，以控制游览车的电机。

      2 SVPWM技术的原理

      2.1 基本电压空间矢量

      图1示出电动游览车的逆变器主电路。规定当上桥臂的一个开关管导通时，开关状态为1。此时，相应的下桥臂开关管关断；反之亦然，开关状态为0。3个桥臂只有1或0的状态，因此由3个桥臂的开关状态a，b，c可形成000～111的8种开关模式。其中，000和111的开关模式为零状态，其它6种开关模式可提供有效的输出电压。空间矢量的基本思想就是用这8种开关模式的组合来近似电机的定子电压。  

      由上述假定可推导出三相逆变器输出的线电压矢量[UAB，UBC，UCA]T与开关状态矢量[a，b，c]T的关系为：

      式中 Udc--直流输入电压

      三相逆变器输出的相电压矢量[UA，UB，UC]T与开关状态矢量[a，6，c]T的关系为：   

      将开关状态矢量a，b，c的8种开关组合代入式(2)，可求出UA，UB，UC在8种状态下各自对应的电压，然后把在每种开关模式下的相电压值代入u=uA+uB+uC就可依次求出8种开关模式下的相电压矢量和相位角。图2示出这8个基本电压矢量的位置。
 
      上述相电压值都指三相A，B，C平面坐标系中的值．为了计算方便，在DSP程序计算中需将其转换到O，α，β平面坐标系中。如果选择在两个坐标系中，电机的总功率将保持不变，作为两个坐标系的转换原则，则采用下述转换方式：  

      根据式(3)可将前面算出的各开关模式下对应的相电压转换至O,α，β坐标系中的分量。各基本矢量转换至O，α，β坐标系后的对应分量如图2所示。

      2.2 磁链轨迹的控制

      有了含6个有效矢量和2个零矢量的这8个基本电压空间矢量后，就可根据这些基本矢量合成尽可能多的电压矢量，以形成一个近似圆形的磁场。图3示出一种电压空间矢量的线性时间组合方法。输出的参考相电压矢量Uout的幅值代表相电压的幅值，其旋转角速度就是输出正弦电压的角频率。Uout可由相邻的两个基本电压矢量Ux和Ux±60的线性时间组合来合成，如：   

      在每一个TPWM期间都改变相邻基本矢量的作用时间，并保证所合成的电压空间矢量的幅值都相等，因此当TPWM取足够小时，电压矢量的轨迹是一个近似圆形的正多边形。

      在合成电压空间矢量时，由于对非零矢量Ux和Ux±60的选择不同，以及零矢量的分割方法也不同，因而会产生多种电压空间矢量的PWM波。目前，应用较为广泛的是七段式电压空间矢量PWM波形，其Ux和Ux±60的选择顺序如图2所示。

      2.3 T1，T2和T0的计算

      根据式(4)，电压空间矢量Uout可由Ux和Ux±60的线性时间组合来得到，则由图3，且根据三角正弦定理有：

      由式(5)和式(6)可解得： 

      式(7)和式(8)中，TPWM可事先选定；Uout可由U／?曲线确定：θ可由电压角频率ω和nTPWM的乘积确定。因此，当Ux和Ux±60确定后，就可根据式(7)和式(8)确定T1和T2。最后再根据确定的扇区，选出Ux和Yx±60即可。

      为了使每次状态转换时，开关管的开关次数最少，需要在TPWM期间插入零矢量的作用时间，使TPWM=T1+T2+T0。插入零矢量不是集中的加入，而是将零矢量平均分成几份，多点的插入到磁链轨迹中，这不但可使磁链的运动速度平滑，而且还可减少电机的转矩脉动。

       2.4 扇区号的确定

      将图2划分成6个区域，成为扇区。每个区域的扇区号已在图中标出。确定扇区号是非常重要的，因为只有知道Uout位于哪个扇区，才知道选用哪一对相邻的基本电压空间矢量合成Uout。下面介绍一种确定扇区号的方法，即当Uout以O，α，β坐标系的分量形式Uoutα，Uoutβ给出时，先计算Uref1=Uβ，,再用N=4sign(Uref3)+2sign(Uref2)+sign(Uref1)计算N值。式中sign(x)为符号函数，当x>0时，则sign(x)=1；当x<0时，则sign(x)=0。然后，根据N的值，查表l即可确定扇区了。   

       在每一个PWM周期中，各扇区中Ux和Ux±60的切换换顺序如图2所示。图4示出七段式电压空间矢量PWM波的零矢量和非零矢量在0扇区的施加顺序及作用时间。     

      3 SVPWM的过调制处理

      正常SVPWM调制波的电压矢量的端点轨迹位于六边形的内切圆内，见图4。如果电压矢量的端点轨迹位于六边形的外接圆和外切圆之间时，SVPWM将出现过调制的暂态，这时若不采取措施，输出电压将会出现严重失真而增大电机的转矩脉动，由此应避免电压矢量进入该区。

      一般的做法是对端点超出六边形的部分进行压缩，保持其相位不变，将其端点回至内切圆内。工程实现时，先判断电压矢量的端点轨迹是否超出外切六边形，再计算T0，T1，T2，具体实现比较麻烦。一种简单的实现方法是，首先计算出T1，T2，并判断T1+T2>TPWM是否成立，若不成立，则保持T1，T2的值不变：若成立，则将电压矢量的端点轨迹拉回至圆的外切六边形内，假定此时的两非零矢量作用时间分别为T1，T2，则可得：T1/T1=T2/T2，因此，T1，T2，T0可按T1=[T1/(T1+T2)]TPWM，T2=TPWM-T1，T0=0求得。

      按上述方法即可生成所需的SVPWM波，并可得到所需的电压矢量Uout。图5示出过调制示意图。  

      4 游览车的控制原理及其实现

      4.1 系统的组成和原理

      图6示出基于SVPWM的游览车控制框图。该系统采用转速闭环的转差频率控制方法，可以控制游览车以设定的速度行驶。系统的控制电路由DSP控制芯片、逻辑控制单元、司控台通讯单元、各种信号检测及速度采样电路组成：主电路采用IPM模块；牵引电机为三相异步电机。    

      系统对实际速度和给定速度实时采样，计算转差频率，经过PI调节后的转差频率作为转差给定，与实际的转速相加得到此时的同步频率?，然后根据U／?函数计算出电机的定子参考相电压Uout，其幅值代表相电压的幅值，其旋转角速度就是输出的正弦电压角频率。Uout的角度θ由同步电压角频率积分得到，SVPWM模块根据Uout和电压同步频率?1生成PWM调制波形。

      4.2 系统的软件实现

      软件大体分为主程序和SVPWM中断服务程序两部分。主程序主要完成显示以及与司机控制台的通讯。图7示出SVPWM中断服务程序流程图。主要完成电流、电压的A／D转换；实际速度和给定速度的检测；SVPWM的波形生成。该系统采用了软件生成SVPWM波形。其步骤是：①根据实际转速和给定转差算出?1，并对?1积分得到θ；②根据压频函数算出Uout；有了上述值，可根据前公式计算出Uoutα，Uoutβ，Uref3，Uref2和Uref1；③确定扇区和计算T1，T2，T0；④判断是否过调制，如果过调制，则重新计算T1，T2，T0；⑤更新比较寄存器的值，中断服务程序完毕。  

      5 试验波形及结论

      图8示出逆变器输出的相电流is和线电压uab，波形。电流的有效值为23.27A，频率为24.78Hz。由图可见，电流波形为良好的正弦波。

      该系统采用TMS320LF2407 DSP作为控制芯片，实现了转差频率控制策略，并用软件法生成SVPWM波形控制游览车的逆变器，实现了电动游览车所要求的恒转矩启动、恒功率运行的牵引特性。该系统具有控制策略简单，系统稳定性好，动态响应快，牵引力大，加速性能和制动性能好的特点。